這篇文章透過實際案例分析脈衝變壓器在設計不良的情況下會如何影響到產品的行為，說明如何使用示波器量測變壓器伏秒平衡，並且實驗不同耦合電容對脈衝變壓器的影響以及如何改善。最後提供網路上找到的詳細設計文件參考，讓讀者可以設計自舉電路與變壓器驅動電路。{alertInfo}
目錄
前言
菜雞如我，有時候工作上就是需要幫前人還一些技術債，這些技術債就像不定時炸彈一樣，不知道何時會突然爆炸，搞的整個公司人仰馬翻。
而我這次就被炸彈波及，拖累了許多專案進度。但往好處想也是藉著這次機會讓我重新審視脈衝變壓器的設計與注意事項，利用這個事件來描述對公司的貢獻，也算是好是一件。
為了避免更多受害者，我想把這次的改善方案公開，也警惕自己未來在設計時一定要同時具備理論與實作才能降低設計風險。
起因
這個產品使用的是 Forward 架構，它被廣泛應用在降低電壓的應用上，本質上他的架構就是帶有變壓器的Buck轉換器，因為這個 Power Module 太好用了，被應用在很多已經上市的產品上，也導致這次出包時沒有太多喘息空間，幾乎是每天加緊腳步在 Debug。
但 Buck 架構最大的問題就是上臂開關的Source會隨著電感電壓浮動，在驅動這顆電晶體的時候需要額外的技巧才能正確工作。
且使用驅動 IC 的優點還可以節省大量的開發時間，他的穩定度也比脈衝變壓器好上許多。以下是筆者用自己對這四種驅動方案的認識做成的比較表，如果有任何需要改進的地方，都歡迎在留言處指正!
| 驅動方式 | 成本 | 優點 | 缺點 |
|---|---|---|---|
| 自舉電路 | 低 | 只需要二極體跟電容組成，零件少，穩定度高 | 電容器大小會影響上臂切換速度，同時驅動電壓會被輸入電壓限制 |
| 光耦合器 | 低 | 隔離電壓最高可達5kV，簡單的低成本驅動方案 | 多用於下臂切換，上臂切換則須搭配自舉電路，且光耦合器有壽命限制 |
| 閘極驅動器 | 高 | 穩定隔離的驅動方案，波型漂亮設計容易，並將上述兩者包含在一起 | 成本較高，所占PCB板面積大，通常隔離度越高越昂貴 |
| 脈衝變壓器 | 中 | 可用匝數比調整輸出電壓，隔離度好，波型失真較小 | 電路複雜設計困難，且會有鐵芯飽和問題，變壓器本身公差也比較大 |
何謂脈衝變壓器
脈衝變壓器(Pulse Transformer)是一種小功率用於傳送訊號的變壓器，可以在收音機、電話、網路設備或者電供應器中看到，他的外觀小小黑黑的，有時候會依據應用有很多支腳。
也因為繼承變壓器與電感的磁特性，相對的缺點也都一起被納入，像是使用時要注意磁飽和，電流不能太大，寄生電容造成的波型失真等等都要考慮進去。
下圖 GIF 是對 DA2318-AL 脈衝變壓器作磁飽和實驗的結果，從這張圖可以看到黃色波形是變壓器一次測的跨壓。圖片下方的單位是 uWb ，意思是縱軸乘上橫軸。我們綜軸單位是伏特（V），橫軸單位是微秒（uS）所以可以理解這個是數值就是伏秒。而綠色是限流電阻的電壓（這不重要），紅色是變壓器一次測電流。
當黃色部分越來越大，模擬脈波工作週期越來越大的時候，就是伏秒越來越大。大到一定程度變壓器電流會瞬間飆升，由原本約 1A 上升到 4.5A 左右，然後才會因為限流電阻的關係而變平緩。這顆變壓器的規格書有說他的額定伏秒是40.8 V*uSec，但其實從 GIF 第一幀就已經超過規格(43.8 V*uSec)，也因此我們可以觀察到電流飆升的現象。
何謂伏秒平衡
伏秒平衡是只變壓器為了避免磁跑脫而需要遵循的準則，若不遵循此原則變壓器會發生如上一節提到的飽和現象，導致變壓器燒毀或者後端元件燒毀。
伏秒平衡的概念表示變壓器在施以正電壓時，電感會正向充電讓整體鐵芯磁場向第一象限移動，當變壓器施以反向電壓時，電感則反向充電讓鐵芯磁場回到原點。（實際上而言不會回到原點，有矯頑磁力存在但在此先不討論)
如果變壓器的磁力只有正向沒有反向，或者反向的力量不等於正向的力量，會讓變壓器鐵芯的磁力在幾個週期後越來越往右上角靠，最後招致飽和。
回到脈衝變壓器的例子，理論上下圖的驅動線路中已經有耦合電容 Cc1, Cc2 存在，就已經把直流成分濾掉，為甚麼還會有機會發生磁飽和現象呢？
仔細觀察電源供應器在處理動態負載的時候，為了達到穩定輸出電壓的效果，會主動調整工作週期。當負載變動越劇烈，工作週期的變動也會越劇烈，這導致變化的瞬間可能有幾個週期的伏秒乘積不等於零，就會有機會讓電壓器飽和。
從下方波形中我們要找到綠色波型異常的地方。黃色訊號是脈衝變壓器一次測電壓，紅色訊號是耦合電容電壓，綠色是主變壓器一次測電流感應電阻的電壓訊號，這目的是要找出脈衝變壓器在哪裡飽和，進而導致電源供應器的上下臂短路。
橘色的是將黃色訊號作積分出來的波形，與本文前面伏秒平衡的計算方式相同，可以從這個波形看出變壓器是否超出額定。
從第一段的 GIF 我們知道，當變壓器伏秒大於額定就一定會產生磁飽和現象，圖中有三個地方脈衝變壓器的伏秒頂到接近 59uWb，而這些地方都造成綠色波形瞬間變高。
所以由於脈衝變壓器飽和，導致主變壓器也跟著飽和，最後造成電流過大，綠色訊號有一根暴衝就表示上下臂短路讓產品進入保護狀態。
我們將耦合電容Cc1與Cc2由原本的 0.47uF 降低成 0.047uF，可以觀察到伏秒平衡的乘積降低到 29.7uWb，幾乎是先前的一半，綠色波形也沒有奇怪的暴衝。這表示原本的電容數值太大，使得充放電速度太慢，儲存在變壓器中的能量來不及放電導致飽和現象發生。我們將電容值降低到原本的 1/10 就避免掉這項狀況。
其中黃色是脈衝變壓器一次側電流，藍色是變壓器一次側電壓，綠色是耦合電容電壓，紅色是輸出的閘極驅動電壓。
虛線波型是耦合電容較小的結果，也就是不會發生飽和的波型，深色的波型是耦合電容變大後的模擬結果。
想要下載模擬檔案的讀者可以從這個連結透過我的雲端硬碟下載：forward.sxsch
脈衝變壓器的驅動電流
從上述模擬結果來看，Cc1小 (0.047uF) ，變壓器上的能量可以快速轉移到電容，而 Cc1 大 (0.47uF)，變壓器上的能量轉移速度較慢，導致工作週期變化量大的時候會造成飽和。下圖的情況是電源供應器在負載上升期間，工作週期逐漸上升的時候，這時候脈衝變壓器的輸入訊號 Pulse tr pri INV，耦合電容電壓 VCc1，以及脈衝變壓器一次側電流的波型比較圖。與模擬結果相同，紅色變化比較小的是 Cc1 選用比較大的波型，對應的淺綠色電流在中間左一格處有異常的上翹，這就是變壓器飽和的現象，電流瞬間跑脫如同本文前面的 GIF 動畫一樣。至於選用較小耦合電容的波型對應的深綠色電流就沒有這種情況。
比較
得知串連在脈衝變壓器前後端的電容會造成這麼大的影響，那該如何決定適合的電容值呢？
德州儀器的一篇文獻有說明要如何計算電容值，主要的參數有電晶體的驅動電荷、最大工作週期、切換頻率還有電容電壓變化量。但筆者認為這個公式有點難實際應用，像 ΔVc2 若沒有實際量測，除了要用驅動電壓與工作週期，還要考慮到前一個狀態的電壓是多少，而且像這次實驗的瞬間變載的情況好像也不能考慮進去。
應用上應該會比較難事先計算出來，另一方面是當時在解這個問題根本沒空去計算... 趕出貨都來不及了，囧rz。即使如此這篇文獻仍然是很優質的文獻，裡面還提及自激電路的電容算法等等，建議想學驅動線路的讀者可以好好研讀。
因為懶得算，又趕著解 Issue，我嘗試了幾種不同的電容數值，分別是 0.1uF, 47nF, 22nF 以及 10nF。前幾章得出電容越小越不容易飽和的結論，這次要比較選用更小的電容會有什麼效果。
當電容越小，雖然速度變快了，但儲存的能量也變少了，導致脈衝變壓器二次側驅動閘極的電壓降低，這會影響到整體轉換器的效率。本站 電流感測電阻的應用盲點 - 米勒平台在高電流下的影響 一文中提到閘極電壓對電晶體的導通會有影響。
閘極電壓降低，電晶體的導通電阻 RDS(ON)會提高，讓損失變大。此外，電壓太小也可能會因米勒效應導致電晶體有工作週期損失 (Duty Cycle Loss)，對整體效率造成不良影響。
最後是選用 47nF 作為最終解決方案，理由就是權衡上述兩點，以及希望電晶體電壓電壓維持在 15V 左右，才能帶來比較好的效率。
結論
這篇文章主要是探討脈衝變壓器應用在順向式轉換器與降壓轉換器中，耦合電容的數值對轉換器的風險以及影響，並且透過實際產品案例來進行分析。
當耦合電容過大時，會讓轉換器在瞬間抽載的時候有上下臂短路的情況發生。這在電力轉換器中是非常嚴重的故障型態，可能導致爆炸與財務損失。
所幸大多數控制器都有過電流保護，產品只會出現關機重啟的行為而不會真的導致元件燒毀。但即使如此為了品質，我們依然追根究底的找出當初設計的缺陷與真因，並提出解決方案並使用模擬軟體進行驗證，最後將經驗濃縮成這篇文章公開給大家參考。
這篇文章花了蠻多時間在找生產過程中的問題，畢竟這台機器已經生產了十年以上，不應該突然出現異常。但發現是設計問題後就只能快速的幫前人還技術債，也不知道當初怎麼設計的但我想這就是人生吧 （茶）。
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